特網(wǎng)流量的快速增加要求數(shù)據(jù)傳輸能力持續(xù)增長。為了避免數(shù)據(jù)高速路上的流量堵塞，網(wǎng)絡提供商需要提供一種快速、靈活、低成本的帶寬擴展技術(shù)。其中之一便是密集波分復用(DWDM)數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)，它有效增加了現(xiàn)有光纖基礎設施的網(wǎng)絡數(shù)據(jù)吞吐能力。

DWDM技術(shù)

傳統(tǒng)的長途光纖傳輸系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)傳輸總是采用低色散第二光學窗口(1300nm范圍)內(nèi)的一個波長，或低損耗第三光學窗口(1500nm/1600nm范圍)內(nèi)的一個波長，并且總是在一個特定的速率上傳輸。為了獲得更高的傳輸能力，可以采用時分復用(TDM)技術(shù)或在已有光纜旁鋪設新光纜來提高速率。

第二種方法成本太高，因此通過提高現(xiàn)有光纖網(wǎng)絡速率來增加帶寬是一種合理的選擇。但是成熟、低成本高速IC開發(fā)工藝的缺乏，以及光纖介質(zhì)的物理特性(如光纖的偏振模色散)限制了傳輸速率超過40Gbps的商用系統(tǒng)發(fā)展。把單根光纖傳輸速率從2.5Gbps提高到10Gbps能將帶寬提高四倍，但密集波分復用技術(shù)(DWDM)能將帶寬提高160倍。

DWDM利用一根光纖同時傳輸多個波長，多路高速信號可以在光纖介質(zhì)中同時傳輸，每路信號占用不同波長。

(同TDM長途干線相比) WDM傳輸?shù)囊粋€顯著特點是“速率透明”，即光學器件和技術(shù)在系統(tǒng)中占據(jù)主導地位，如光復用/解復用器，光線路放大器，以及將來超長距離傳輸?shù)墓?R再生技術(shù)等。原則上，鏈路上不存在速率受限的器件，不需要改變光線路元件來獲得更高的速率。

DWDM系統(tǒng)器件概述

DWDM傳輸系統(tǒng)的基本構(gòu)成是光復用器、光線路放大器(OLA)和光解復用器(圖1)。

圖1. 密集波分復用(DWDM)鏈路的例子

一個光復用器將所有接收到的L波段(1530nm至1565nm)和C波段(1570nm至1620nm)的光波合路為一個波長復用的光信號?，F(xiàn)在的技術(shù)可以達到波長間隔0.4nm或者更密，可用波長160個。L和C波段的限制取決于光線路放大器，目前的光線路放大器僅能放大L或C波段中的一個。而且1300nm窗口的光線路放大器還沒有實用化。

實現(xiàn)光線路放大器的一項應用最廣泛的技術(shù)是摻鉺光纖放大器(EDFA)。一個EDFA包括980nm或者1480nm的泵浦激光，它將電子搬運到高能級上。如果入射光波長在L或C波段，這些高能級的電子回遷到低能級，釋放出同入射光相同波長的光子。光域的放大結(jié)果同速率沒有關系。根據(jù)光復用和解復用器之間的距離，可以采用不同數(shù)量的EDFA進行級聯(lián)，其典型間隔為100公里。該技術(shù)使得光信號傳輸幾百公里而不需要進行電信號的再生。

EDFA的缺點是一些高能級的電子自發(fā)回遷到低能級時，會產(chǎn)生不相干的光噪聲。由于DWDM系統(tǒng)鏈路通常有多個OLA，這種光噪聲在隨后的EDFA中得到逐級放大，同沒有采用OLA的系統(tǒng)相比，最后的累積噪聲降低了接收機的信噪比(SNR)。而且，這種光噪聲的影響是不對稱的，即對邏輯高電平信號的影響要大于邏輯低電平信號。

在接收機端，光解復用器把輸入的波分復用信號分別解調(diào)到與發(fā)射機端相應的單個光波長上。解復用過程使用帶寬非常窄的光濾波器，這種光濾波器的設計必須非常精細，以滿足很小的波長間隔。除了上面提到的基本系統(tǒng)器件外，一個DWDM系統(tǒng)還包括其他的功能器件――如光復用器后面的功率放大器，色散補償器或者在光解復用器前面的光前置放大器。這些器件都是為提高系統(tǒng)性能，擴展鏈路長度而采用的。

速率透明的網(wǎng)絡(全光網(wǎng))除了需要透明的DWDM點對點連接外，還需要其他的網(wǎng)絡器件，如光分插復用器(OADM)和光交叉連接器(OXC)。已有一些原型系統(tǒng)可以展示全光網(wǎng)的可行性，但是當今的網(wǎng)絡設備(甚至那些被稱為OADM和OXC的)仍主要是由電子器件而不是由光器件組成。

此外，在沒有成熟的全光替代方案的前提下，超長距離的點對點連接可能需要電的3R再生(取決于線路長度)。因此，全光網(wǎng)的實現(xiàn)還需要幾年的時間。但不管部分還是全光網(wǎng)絡是否實現(xiàn)，網(wǎng)絡的線路終端必須將光信號轉(zhuǎn)換為電信號，光設備仍然要依靠基于電的通信系統(tǒng)。

一個DWDM長途點對點傳輸系統(tǒng)網(wǎng)絡終端設備可以是專用的線路終端卡或波長應答器。線路終端卡通常在新鋪設的系統(tǒng)中使用，例如，在中心局(CO)直接從DWDM鏈路上發(fā)送和接收信號。另一方面，如果DWDM鏈路必須同原先的單波長CO設備的光網(wǎng)絡接口相連，那么就需要使用波長應答器。以下的討論針對DWDM光纖網(wǎng)絡中一個O/E接收機和發(fā)射機的專門設計，既適用于線路終端卡也適用于波長應答器。

DWDM發(fā)射機

對于一個DWDM系統(tǒng)有兩點非常重要。第一，光鏈路應該盡可能的長，不需要電信號的再生，以降低系統(tǒng)成本。第二，系統(tǒng)應該能夠提供高可靠的數(shù)據(jù)傳送?？梢允褂们跋蚣m錯技術(shù)(FEC)來提高服務質(zhì)量并延伸線路長度(如圖2所示)。

圖2. 10Gbps DWDM發(fā)射機的例子

如果只是SDH/SONET數(shù)據(jù)，可以利用信號幀結(jié)構(gòu)中的冗余字節(jié)來實現(xiàn)“帶內(nèi)”前向糾錯技術(shù)。FEC所需的字節(jié)通過開銷處理ASIC電路插入幀結(jié)構(gòu)。對于協(xié)議無關的DWDM系統(tǒng)，必須使用“帶外”FEC，這樣雖然提高了速率，但是同帶內(nèi)FEC相比，也提高了效率?？蛇x擇ITU-T G.975建議中定義的Reed Solomon FEC算法是實現(xiàn)帶外FEC。該算法為糾錯而附加的開銷使得傳輸速率增加7%。

同Reed Solomon FEC相比，ITU-T G.709中定義的數(shù)字封包技術(shù)更具有優(yōu)勢。信號通過一個“超級幀結(jié)構(gòu)”進行打包，這與信號速率和所采用協(xié)議都無關，(除了附加的FEC字節(jié))這種幀結(jié)構(gòu)還包括把負荷送到目的地所需的地址字節(jié)。數(shù)字封包技術(shù)的開銷將提高一定百分比的傳輸速率，具體值取決于采用哪種數(shù)字封包技術(shù)。不管是采用帶外FEC還是數(shù)字封包技術(shù)，都需要附加IC來支持相關的算法，或者必須將算法集成到發(fā)射機的開銷處理ASIC中。

FEC或者數(shù)字封包處理在傳輸信號的低速并行數(shù)據(jù)流中實現(xiàn)。并行信號經(jīng)過這種處理后，必須經(jīng)過串行處理形成高速的傳輸信號，這需要一個帶片上時鐘合成器的串化器來產(chǎn)生傳輸時鐘。

長途干線所傳輸?shù)男盘枒摼哂蟹浅５偷亩秳?，這要求串化器輸出抖動應盡可能的低，即集成時鐘合成器采用的外部時鐘源抖動應盡可能的低。在很多情況下，系統(tǒng)可用的參考時鐘不但不能滿足抖動要求，而且其頻率也低于要求。采用外部VCXO或者VCSO的時鐘發(fā)生器能夠提供所需要的低抖動參考頻率，并且可以和內(nèi)部VCO電路完全集成在一起，從而降低器件成本和體積。

串化器輸出級不能驅(qū)動光發(fā)射機，需要增加一個驅(qū)動器。但這樣增加抖動，為了減小數(shù)據(jù)抖動，驅(qū)動器輸入級需要集成一個再定時觸發(fā)器。一般觸發(fā)器使用由串化器產(chǎn)生的串行時鐘，但是串化器輸出與驅(qū)動器再定時輸入間的非理想連接會引起時鐘劣化，同樣會降低傳輸信號的抖動性能。因此再定時功能必須是可選的。

另一個同驅(qū)動級集成在一起的功能模塊是脈寬校正器，它引入一個預失真來補償光器件中信號上升和下降時的不對稱。

最后，將串行信號轉(zhuǎn)換到指定波長的光信號上。為了管理多達160個不同的光波長，波長間隔不能超過0.4nm。那么光源必須具有高的波長穩(wěn)定度，很窄的線寬和較低的啁啾(由高速調(diào)制引起的光譜線跳動現(xiàn)象)。目前已不再采用直接調(diào)制的激光器，而采用電吸收調(diào)制器(EAM)或者馬赫－增德爾調(diào)制器(MZ)調(diào)制CW激光器來滿足長距離傳輸?shù)囊蟆?/span>

在這些發(fā)射機的光模塊中包括一個可通過控制溫度設置波長的珀耳帖器件，一個能夠輸出連續(xù)光的激光二極管(CW激光二極管，DFB類型)，以及一個高速電壓驅(qū)動的調(diào)制器。珀耳帖器件(一個熱電制冷器，或者TEC)驅(qū)動電路需要能夠提供幾安培電流來設置CW激光器輸出與溫度相關的指定波長。為了保持調(diào)整好的波長不變，TEC控制電路必須精確控制溫度。

如果TEC控制電路所有功能都使用功率控制FET和放大器等分離器件實現(xiàn)，電路所占空間可能會很大。幸好，目前已有帶片上功率FET和控制環(huán)路的全集成、小體積的TEC驅(qū)動器，可以支持對空間敏感的模塊集成和多路網(wǎng)絡接口應用。另外，波長間隔0.4nm或者小于0.4nm的DWDM系統(tǒng)需要一個波長鎖定模塊，這種模塊同樣適用于0.8nm的系統(tǒng)(與系統(tǒng)配置有關)。借助TEC驅(qū)動器/控制器，基于標準具的控制單元(F-P濾波器)可將光波長鎖定在誤差窗口內(nèi)。

發(fā)射機的另外一個重要參數(shù)是用戶初始定義的光發(fā)射功率，在老化和溫度變化的情況下，CW激光器仍要保證此發(fā)射功率。CW激光器的特征曲線斜率隨著時間推移和溫度升高而下降，因此激光器的驅(qū)動電路必須設定并維持平均光發(fā)射功率。通過比較CW激光器的監(jiān)視二極管光電流(與輸出光功率成正比)和初始定義的與所需光功率有關的參考值，自動功率控制回路將保證功率的穩(wěn)定性。另外，驅(qū)動器還應包括能夠指示激光器壽命結(jié)束的告警標志，為激光器安全而設置的關斷功能，CW激光器偏置電流監(jiān)控輸出，激光器最大偏置電流設置，以及平均光功率監(jiān)視器。此外，低速導頻控制可用于調(diào)制輸出光信號振幅。此特性可用于(例如) DWDM系統(tǒng)中的信道識別。

由于光調(diào)制器(與激光二極管不同)的匹配阻抗一般是50歐姆，所以一般采用調(diào)制器驅(qū)動而不直接調(diào)制激光驅(qū)動器來實現(xiàn)EAM或MZ驅(qū)動。因此，調(diào)制器驅(qū)動器應針對50歐姆負載優(yōu)化，而且應輸出調(diào)制電壓而不是電流。EAM需要一個大約3V的最大調(diào)制電壓，MZ則為7V。MZ調(diào)制器提供最窄的譜線寬度，但是需要相對較高的調(diào)制電壓，與EAM相比，價格也高許多。因此，MZ調(diào)制器一般應用于超長距離傳輸。

這兩種調(diào)制器調(diào)制電壓都需要一個直流預偏來優(yōu)化光調(diào)制器的啁啾效應。帶有內(nèi)部預偏的調(diào)制器和驅(qū)動器輸出之間僅需要一個連接。這樣可以節(jié)省模塊的體積，并通過去掉設置T形偏置網(wǎng)絡所需的外部電感降低了產(chǎn)品生產(chǎn)難度。

DWDM接收機

由于DWDM接收機接收的光信號除了受傳統(tǒng)TDM系統(tǒng)中光纖衰減和色散的影響，還要受非對稱光噪聲干擾，因此DWDM接收機的負荷要大許多。為了提高輸入靈敏度，接收機的第一個器件一般是雪崩光電管(APD)，在光電轉(zhuǎn)換中通過電壓控制雪崩擊穿過程產(chǎn)生倍增光生電流。為了獲得倍增效應，APD必須被反向偏置(與具體型號有關)至90V。

必須嚴格控制APD反向偏置來保證不同溫度下倍增因子(增益因子“M”)不變。這需要一個低噪聲、低紋波和高精度的電源，它必須從系統(tǒng)板的電源(3.3V或5V)上得到APD需要的高反向電壓。

為了保證APD增益恒定，可以通過珀耳帖器件調(diào)節(jié)溫度，或根據(jù)溫度調(diào)節(jié)反向偏置電壓，第二種方案成本更低。可用的低噪聲APD (一個IC)偏置電源應能產(chǎn)生高精度的90V電壓，并具有APD限流保護、雪崩指示標志和可選的用于反向偏置的DAC。

系統(tǒng)管理需要檢測接收信號平均功率，這可在APD之后的第一個前放處(跨阻放大器，TIA)實現(xiàn)，但是由于TIA器件之間的誤差使得這并非是測量接收功率最精確的方法。更好的方法是在光電探測器的偏置電壓源處直接檢測平均光生電流?？梢允褂靡粋€小型電流監(jiān)控IC來檢測PIN管和APD，該IC輸出電流或者電壓與平均光生電流成正比，它甚至可以精確檢測低于1μA的光生電流。

在完成接收機二極管電路設計后，必須解決OLA帶來的光噪聲問題。這種不對稱的噪聲信號在邏輯“1”處比在邏輯“0”處具有更高的噪聲基底，在傳統(tǒng)接收機中這能有效降低誤碼率。結(jié)果是，接收機時鐘和數(shù)據(jù)恢復(CDR)判決電路(它通過對輸入信號時間和幅度判斷來區(qū)分邏輯“1”和“0”)必須能在幅度判決之前調(diào)整判決閾值電平。這種閾值調(diào)整將幅度判決電平從信號眼圖張開的中心位置向邏輯“0”處移動，從而得到一個相對于判決電平對稱的眼圖張開。

一個成功的BER優(yōu)化設計必須保證接收信號在CDR之前的電路處理中不能出現(xiàn)失真。因此信號經(jīng)過APD和判決電路之后，其信噪比的變化應盡可能的小。將APD電流轉(zhuǎn)換為電壓的前放必須在整個動態(tài)范圍內(nèi)保持線性，隨后的后放電路也需提供不帶限幅的線性放大。為了便于調(diào)整電壓判決閾值，可采用一個線性自動增益控制電路(AGC)在CDR的輸入端提供一個在接收機整個動態(tài)范圍內(nèi)恒定的電壓擺幅。

這種調(diào)整能夠手動實現(xiàn)，可根據(jù)經(jīng)驗或通過自動控制環(huán)路測量BER得到判決閾值電平的大小。在低速(小于2.7Gbps)情況下，手動調(diào)整成本較低，但是對于10Gbps和超過10Gbps的系統(tǒng)，應該考慮采用自動BER優(yōu)化技術(shù)。如果在接收機板上的CDR和解串器后采用FEC或者數(shù)字封包解碼器，那么實際的接收機誤碼率可以在解碼器中獲得，它通過對接收信號的糾錯計數(shù)來實現(xiàn)這一功能。這種糾錯計數(shù)可以作為反饋控制回路的判據(jù)來控制自動閾值電平調(diào)整(圖3a)。

圖3a. 帶有線性前放和AGC的2.5Gbps DWDM接收機實例

另一種調(diào)整閾值電平的方法是控制前放輸出的直流電壓。同前面的方法一樣，要求在前放動態(tài)輸入范圍內(nèi)的線性放大，以及對閾值電平的自適應、自動控制。由于前放輸出幅度不恒定，只能采用從FEC或者數(shù)字封包器的誤碼計數(shù)輸出中接受反饋的自動閾值控制。

在前放輸出端進行閾值控制的優(yōu)點是可以僅使用一個簡單的限幅放大器，而不必使用AGC模塊。由于幅度判決閾值電平是在前放輸出端進行定義的，因此可在前放之后設置一個幅度判決電路，如限幅放大器等(圖3b)。

圖3b. 帶有線性前放和限幅放大器的10Gbps DWDM接收機實例