在無線發(fā)射機(jī)中，增益和反射功率的測量和控制是經(jīng)常被忽視的關(guān)鍵輔助功能。從天線反射回來的功率是用電壓駐波比(VSWR)或反射系數(shù)(也稱為回波損耗)來指定的。較差的駐波比會在電視廣播系統(tǒng)中造成陰影，因為從天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后被重播。在無線通信系統(tǒng)中，陰影會產(chǎn)生類似多路徑的現(xiàn)象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質(zhì)量，但同軸電纜或天線損壞造成的災(zāi)難性VSWR在最壞的情況下會破壞發(fā)射機(jī)。信號鏈的增益被測量和控制，作為調(diào)節(jié)發(fā)射功率水平的整體努力的一部分。如果傳輸?shù)墓β蔬^大或過小，結(jié)果要么是違反排放法規(guī)，要么是質(zhì)量低劣的環(huán)節(jié)。反射系數(shù)是通過測量正向和反向功率之比來計算的。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和駐波比的硬件的高度通用性可以減少總體組件計數(shù)。本文將重點介紹可用于在無線發(fā)射機(jī)中執(zhí)行這些原位測量的技術(shù)。

典型的無線發(fā)射機(jī)

圖1顯示了一個典型的無線發(fā)射機(jī)。它由混合信號基帶電路、上變頻器(通常包括一個或多個中頻或if)、放大器、濾波器和功率放大器組成。這些組件可能位于不同的pcb上，甚至可能在物理上分開。在所示的示例中，通過電纜將室內(nèi)機(jī)連接到室外機(jī)。在這樣的配置中，兩個單元都有明確的、溫度穩(wěn)定的增益?；蛘撸總€單元可能期望提供一個明確定義的輸出功率。有兩種不同的方法來實現(xiàn)向天線提供已知功率水平的最終目標(biāo):功率控制或增益控制。

通過功率控制，系統(tǒng)依賴于能夠精確測量輸出功率(在本例中使用檢測器D)。一旦測量了輸出功率，系統(tǒng)中某些組件(在這種情況下，可能是IF VGA)的增益就會發(fā)生變化，直到在天線處測量到正確的輸出功率。不需要知道電路的增益或輸入信號的確切幅度;這只是一個改變增益或輸入信號的問題，直到輸出功率是正確的。這種方法通常(不正確地)被稱為自動增益控制或AGC。為了正確起見，它應(yīng)該被稱為自動功率控制或APC，因為它是功率而不是增益被精確調(diào)節(jié)。

增益控制采用不同的方法。在這里，至少使用兩個功率檢測器來精確調(diào)節(jié)整個信號鏈或其中一部分的增益。然后將精確的輸入信號應(yīng)用于信號鏈。許多因素最終決定采用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，并且在組件固定的不可配置變送器中具有意義。例如，可以在RF HPA的輸出處測量功率，但可以使用IF VGA進(jìn)行調(diào)整。另一方面，增益控制在組件來自不同供應(yīng)商的可重構(gòu)系統(tǒng)中可能更有意義。在這個例子中，HPA的輸入功率和輸出功率正在被測量(使用檢測器C和D)，因此增益可以獨(dú)立于電路中的其他模塊進(jìn)行調(diào)節(jié)。注意，功率/增益控制回路可以是全或微處理器為基礎(chǔ)的。增益控制在這個例子中不太實用，因為兩個所需的探測器信號(探測器A和D)在物理上彼此相距很遠(yuǎn)。更實際的方法是分別控制室內(nèi)外單元的增益。

射頻探測器

直到最近，大多數(shù)射頻功率探測器都是使用溫度補(bǔ)償半波整流二極管電路制造的。這些器件在有限的動態(tài)范圍內(nèi)(通常為20至30 dB)提供與輸入電壓成正比的輸出電壓。因此，輸出電壓和輸入功率(以dBm為單位)之間呈指數(shù)關(guān)系(見圖2)。雖然溫度補(bǔ)償二極管檢測器的溫度穩(wěn)定性在高輸入功率(+10至+15 dBm)時非常出色，但隨著輸入驅(qū)動的減少，它會顯著下降。另一方面，對數(shù)檢測器在很大的動態(tài)范圍內(nèi)(高達(dá)100 dB)提供與輸入信號的對數(shù)成正比的輸出電壓。在整個動態(tài)范圍內(nèi)，溫度穩(wěn)定性通常是恒定的。日志響應(yīng)裝置在增益和VSWR測量應(yīng)用中具有關(guān)鍵優(yōu)勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率(OUTPUT/INPUT或REVERSE/FORWARD)的比率(見圖3)。必須使用分頻器與線性響應(yīng)二極管檢測器執(zhí)行此計算，但當(dāng)使用對數(shù)響應(yīng)檢測器時只需要簡單的減法(因為log (a /B) = log (a) - log (B))。與離散實現(xiàn)相比，雙射頻檢測器具有額外的優(yōu)勢。當(dāng)兩個器件(在這種情況下是RF探測器)在同一硅片上制造時，它們的行為自然傾向相似。例如，這兩種器件將具有相似的溫度漂移特性。在求和節(jié)點，這種漂移將被抵消，從而產(chǎn)生更穩(wěn)定的溫度結(jié)果。

增益測量示例

圖4顯示了一個使用雙功率檢測器調(diào)節(jié)增益的發(fā)射機(jī)。所示的簡化傳輸信號鏈由高性能中頻合成DAC、VGA、混頻器/上轉(zhuǎn)換器和高功率放大器組成。高性能dac，如AD9786和AD9779，其采樣頻率高達(dá)500 MSPS甚至更高，能夠合成中頻輸出(本例中為100 MHz)。在應(yīng)用于ADL5330可變增益放大器之前，DAC的輸出使用帶通濾波器進(jìn)行奈奎斯特濾波。方便的是，放大器接受差分輸入，可以直接連接到差分濾波器的輸出。這反過來又與DAC輸出相關(guān)聯(lián)。使用平衡變壓器將VGA輸出從差分轉(zhuǎn)換為單端，然后應(yīng)用于ADL5350混頻器。經(jīng)過適當(dāng)?shù)臑V波(未示出)，信號被放大并以30w(約+ 45dbm)的最大輸出功率水平傳輸。

信號鏈的增益是通過檢測DAC輸出和HPA輸出的功率來測量的。然后通過調(diào)節(jié)VGA的增益來調(diào)節(jié)增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并將其饋送到檢測器。在HPA輸出端，一個定向耦合器被用來切斷一些進(jìn)入天線的電源。AD8364雙探測器的傳遞函數(shù)(見圖5)顯示，在使用的輸出頻率(本例中為2140 MHz)下，探測器在低于-10 dBm的功率電平下具有最佳的線性度和最穩(wěn)定的溫度漂移。因此，來自定向耦合器的功率(最大+25 dBm)必須在應(yīng)用到檢測器之前衰減。如果最大化檢測器動態(tài)范圍對應(yīng)用并不重要，則衰減可以保守地設(shè)置為41 dB，以便檢測器看到的最大輸入功率為-16 dBm。這仍然留下大約34 dB的有用動態(tài)范圍，增益可以在此范圍內(nèi)控制。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，在這種低頻率下，定向耦合器是不切實際的。此外，定向耦合是不必要的，因為在電路的這一點將有很少或沒有反射信號。此外，發(fā)送到VGA的功率為-10 dBm，因此發(fā)送到檢測器的功率僅低6 dB。由于檢測器的輸入阻抗為200 歐姆， VGA的輸入阻抗為50 歐姆，因此很快就可以清楚地看出，這兩個設(shè)備可以簡單地并聯(lián)連接。在兩個輸入端存在相同電壓的情況下，50到200 歐姆阻抗比將產(chǎn)生方便的6 dB功率差。在測量精度要求較高的地方，必須注意功率探測器的溫度穩(wěn)定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，這個問題就更加復(fù)雜了。所示的雙探測器提供溫度補(bǔ)償節(jié)點。通過將電壓連接到每個檢測器的ADJ引腳來激活溫度補(bǔ)償(該電壓可以方便地從片上參考的2.5 V電阻分壓器中導(dǎo)出)。低頻輸入不需要補(bǔ)償(ADJB接地)，而在ADJA需要1 V的補(bǔ)償電壓以最小化2.1 GHz的溫度漂移。雖然應(yīng)用電路的重點是增益測量，但需要注意的是，輸入功率和輸出功率也可以測量。單個檢測器的輸出是可用的，并且可以單獨(dú)采樣。由于檢測器是對數(shù)響應(yīng)的，因此可以簡單地減去它們的輸出以獲得增益。這種減法在芯片上執(zhí)行，增益結(jié)果作為差分電壓傳遞。滿量程差分電壓約為±4 V(偏置可達(dá)2.5 V)，斜率為100 mV/dB。采用LSB尺寸為~10 mV(±5 V滿量程)的10位ADC進(jìn)行數(shù)字化，可實現(xiàn)0.1 dB的測量分辨率。

VSWR測量示例

雙對數(shù)檢測器也可以用來測量天線的反射系數(shù)。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，一個用于測量反向功率。與前面的例子一樣，在將這些信號應(yīng)用于檢測器之前需要進(jìn)行額外的衰減。AD8302雙探頭測量范圍為±30db。在這個例子中使用的關(guān)卡規(guī)劃如圖7所示。本例中，HPA的預(yù)期輸出功率范圍為+20 ~ + 50dbm，為30db。在此功率范圍內(nèi)，從0 dB(短負(fù)載或開負(fù)載)到-20 dB的反射系數(shù)應(yīng)該能夠精確測量。每個AD8302的檢測器具有從0到- 60dbm的標(biāo)稱輸入范圍。在本例中，最大正向功率+ 50dbm在檢測器輸入處被填充到- 10dbm。當(dāng)HPA以+20 dBm的最低功率水平發(fā)射時，探測器看到的功率為-40 dBm，仍然在其輸入范圍內(nèi)。

來自反向路徑的功率也被減少了相同的量。這意味著該系統(tǒng)能夠測量高達(dá)0 dB的反射功率。如果系統(tǒng)被設(shè)計為在反射系數(shù)降低到某一最小值(如10 dB)以下時關(guān)閉，則可能沒有必要這樣做，但這是允許的，因為檢測器具有如此大的動態(tài)范圍。例如，當(dāng)HPA發(fā)射+20 dBm時，如果天線的回波損耗為20 dB，反向路徑檢測器將看到輸入功率為-60 dBm。應(yīng)用電路提供了回波損耗的直接測量，但沒有提供關(guān)于絕對正向或反向功率的信息。如果需要這些信息，在增益控制中使用的雙檢測器將更有用，因為它將提供絕對正向和反射功率以及反射系數(shù)的測量。用于回波損耗測量的雙對數(shù)檢測器也提供相位輸出。由于累進(jìn)壓縮對數(shù)放大器的主信號路徑增益很大，輸入信號的有限(幅度飽和)版本是一個自然的副產(chǎn)品。這些限幅器輸出相乘，產(chǎn)生相位檢測輸出，其范圍為180°，以90°的理想工作點為中心。在VSWR應(yīng)用中，這些信息構(gòu)成了反射信號的相位角(相對于入射信號)，可以用于優(yōu)化傳輸?shù)教炀€的功率。

放大器增益測量使用一個單一的日志檢測器和一個射頻開關(guān)

圖8顯示了增益測量的另一種方法，它也適用于VSWR測量。在這種應(yīng)用中，測量和控制增益放大器的增益是需要的。本例中的PA工作頻率為8ghz，輸出功率范圍為+20 ~ + 50dbm。這是一個固定增益的PA，因此通過改變輸入功率來調(diào)節(jié)輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。然而，只有一個日志檢測器，所以兩個信號交替連接到檢測器使用單極，雙擲射頻開關(guān)。在此頻率下，AD8317檢測器的輸入范圍為0到-50 dBm。為了測量增益，輸入和輸出功率交替測量并數(shù)字化。然后簡單地減去結(jié)果得到增益。一旦增益已知，通過偏置調(diào)整對PA的增益進(jìn)行任何必要的調(diào)整，數(shù)字控制回路就完成了。此示例的級別規(guī)劃如圖9所示。使用衰減使RF開關(guān)的兩個輸入功率水平接近并在檢測器的輸入范圍內(nèi)。

精確的增益測量，無需出廠校準(zhǔn)

除了減少元件計數(shù)外，這種增益測量方法還有許多有趣的特點。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此可以在不校準(zhǔn)電路的情況下進(jìn)行精確的溫度穩(wěn)定增益測量。查看日志檢測器的標(biāo)稱傳遞函數(shù)將有助于理解原因(參見圖10)。

為了求出未知的PIN，方程可以改寫為

由于增益是測量輸入功率的差值(兩條路徑的不同衰減水平仍然需要考慮在內(nèi))，因此可以寫成

因此，不需要檢測器的截距來計算增益。盡管檢測器的斜率會隨著設(shè)備和溫度的變化而變化，但如果V(OUT1)和V(OUT2)彼此接近(這可以通過良好的電平規(guī)劃和檢測器的有限輸入范圍來實現(xiàn))，則斜率的典型值可以直接從數(shù)據(jù)表中獲取并用于上述計算。

輸出功率監(jiān)控

在增益測量中采用單對數(shù)檢測器，測量功率是為了計算增益，因此所示的系統(tǒng)也可以用來監(jiān)測輸出功率。然而，如果沒有工廠校準(zhǔn)，這是無法精確完成的。為了校準(zhǔn)電路，必須暫時用功率計代替天線。然后在檢測器線性范圍內(nèi)的兩點測量輸出功率和檢測器電壓。這些數(shù)字將被用來計算探測器的斜率和截距。為了獲得最佳精度，探測器包括一個溫度補(bǔ)償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以在工作頻率(如圖中為8 GHz)下將溫度漂移降低到大約±0.5 dB。因此，不需要做任何額外的溫度校準(zhǔn)。

結(jié)論

由于其在db內(nèi)的線性傳遞函數(shù)，對數(shù)放大器可以很容易地用于測量增益和回波損耗。當(dāng)使用雙器件時，可以實現(xiàn)非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準(zhǔn)的情況下實現(xiàn)。在所有情況下，仔細(xì)的功率電平規(guī)劃是必要的，以便功率探測器在提供良好的線性和溫度穩(wěn)定性的功率電平上驅(qū)動。

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